Спасибо! Познавательно и доступно изложено.
+1 к репутации.
Из диплома - "перспективи відкриваються перед ПЗЧ на польових транзисторах". Правильно ли я понял, что еще копать и копать в этом направлении?

1. ПОРІВНЯЛЬНИЙ АНАЛІЗ СХЕМОТЕХНІЧНИХ РІШЕНЬ ТРАНЗИСТОРНИХ ТА ЛАМПОВИХ ПІДСИЛЮВАЧІВ


1.1 Реально необхідна потужність та коефіцієнт гармонік
аудіопідсилювача.

Для початку спробуємо відповісти на питання, актуальні для більшості любителів музики: яка потужність підсилювача реально необхідна для прослуховування в домашніх умовах і який прийнятний рівень нелінійних спотворень?
Здається, було б природним сказати, що, мов, потужності чим більше, тим краще, а спотворень, зрозуміло, навпаки. На жаль, в житті все не так просто. Висока потужність досягається перекладом вихідного каскаду в клас АВ, що викликає неминуче зростання спотворень всіх видів, а помітного, починаючи з декількох відсотків, зменшення цих спотворень можна добитися, тільки удавшись до глибокого негативного зворотного зв`язку, про який буде написано нижче.
Треба сказати лише одне - якість звучання з його допомогою підвищити не вдасться, можна лише замінити одні спотворення іншими.
Банальний приклад: 0.003% гармонік при 100 Вт потужності - цифри, типові навіть для щодо дешевого транзисторного підсилювача. Так з чим же пов`язане бідне, навіть убоге, позбавлене всякої емоційності звучання більшості таких підсилювачів?!
За все в цьому світі доводиться платити, і в рамках однієї цінової категорії вам неминуче доведеться вибирати між потужністю і якістю.
Але все не так вже безнадійно. На питання про необхідну потужність переконливо відповів А. М. Ліхніцький в своїй статті "Потужність" [1]. Згідно його висновкам, акустична система чутливістю 90 дБ в парі з підсилювачем потужністю 10 Вт здатна в кімнаті площею 20 метрів квадратних створити звуковий тиск, необхідний для повноцінної передачі forte fortissimo симфонічного оркестру.
Тепер поговоримо про рівень нелінійних спотворень. Нам доведеться звернутися до деяких висновків психоакустики, що затверджує, зокрема, що на слух помітність нелінійних спотворень для гармонік різного порядку неоднакова.
Більшість дослідників сходяться на тому, що 1% другої гармоніки не відмітять навіть професійні експерти, а основна маса випробовуваних виявляє її приблизно з 1,8-3,5%.
На жаль, не зовсім так йде справа з гармоніками вищого порядку.
Згідно з емпіричним спостереженням, помітність на слух якої - небудь гармоніки прямо пропорційна квадрату її номера. Виходячи з цього, 0,1%, скажімо, десятої гармоніки і 2.5% другою викличуть сумарне (хоч і по- різному виявляються) погіршення якості звучання. Більш того, одні гармоніки можуть маскувати присутність інших, так, зокрема, третя гармоніка стає менш помітною за наявності другої.
Спектральне поєднання плавно спадаючих по рівню гармонік (друга найбільша, третя менше, четверта ще менше і т. д.), є для нашого слуху найбільш благозвучним.
Відзначимо тільки, що відомості, що приводяться в паспорті про сукупний рівень нелінійних спотворень без вказівки спектру цих спотворень, зовсім нічого (!) не говорять про якість звучання.




1.2 Феномен «транзисторного звуку», затримка сигналу при
проходженні ланки з негативним зворотнім зв’язком.

Щойно в потужних ПЗЧ стали широко застосовуватися біполярні транзистори, відразу ж став виявлятися “феномен транзисторного звучання”, який в першому наближенні полягає в тому, що транзисторний ПЗЧ, коефіцієнт нелінійних спотворень, що формально має, біля сотих або навіть тисячних долей відсотка, при прослуховуванні звучить набагато гірше, ніж ламповий ПЗЧ, у якого коефіцієнт нелінійних спотворень в десятки або в сотні разів більше (1%...2%).
В жодній з багатьох публікацій з проблеми «транзисторного звуку» не розглядалося і не враховувалося належним чином неминуче і принципово не здоланне запізнювання за часом підсилюваного сигналу при проходженні підсилювальних елементів. Під цим запізненням розуміється різниця за часом між моментом приходу корисного сигналу на вхідний електрод транзистора і моментом появи його посиленої копії на вихідному електроді. Іншими словами, підсилювальний каскад в деякому розумінні є схожим з лінією затримки для підсилюваного сигналу.
Для потужних високочастотних транзисторів це запізнення можна оцінити приблизно в 40...50 нс, для средньочастотних потужних транзисторів - 200...400 нс.
У довідниках, на жаль, цей параметр для режиму посилення не приводиться.
На доказ факту першорядного впливу часу запізнювання на появу «транзисторного звуку» проведемо кількісний аналіз для ПЗЧ, що має стандартну внутрішню архітектуру: на вході - диференціальний каскад з коефіцієнтом посилення по напрузі близько 20. ..50, потім - емітерний повторювач і однотактний підсилювач напруги з коефіцієнтом посилення близько 200.. .400.
На виході – двох або трьохкаскадний двотактний підсилювач струму. Приблизно така архітектура характерна для більшості ОП і ПЗЧ у вигляді однієї мікросхеми, як, наприклад, в серії 174.
Так от, величину запізнювання можна оцінити з тих міркувань, що оскільки підсилюваний сигнал проходить 4...8 транзисторів (з них як мінімум 2 вихідних средньочастотних великої потужності із затримкою близько 200 нс на кожному), це дає сумарну затримку близько 400 нс.
Перед вихідними ще три-чотири середньої потужності високочастотних транзистора дають затримку близько 150 нс. Загальний час затримки виходить мінімум 550 нс.
Додавання в схему каскодних підсилювачів, струмових дзеркал і тому подібних речей тільки збільшує час запізнення за рахунок проходження підсилюваного сигналу по додаткових транзисторах.
На вхід стандартного аудіо підсилювача треба подати сигнал величиною близько 1 В.
На виході сигнал має величину близько 20 В, що на навантажені в 8 Ом дає 50 Вт вихідної потужності. Якщо глибина негативного зворотнього зв`язку такого ПЗЧ - 60 дБ (1000 разів), це означає, що його загальний коефіцієнт посилення - 20000. На його вході діє як корисний сигнал величиною 1 В, так і сигнал зворотного зв`язку величиною -0,999 В.
У результаті, на вході ПЗЧ діє результуючий сигнал величиною 0,001 В, який і посилюється в 20000 разів - до 20 В. Тому стверджувати, що зворотний зв`язок зменшує посилення - не зовсім коректно.
Зворотний зв`язок всього лише призводить до того, що на вході підсилювача складаються або віднімаються вхідний сигнал і сигнал зворотного зв`язку.
Це явище називається інтерференцією вхідного сигналу і сигналу з ланцюга негативного зворотнього зв’язку.


Хай вхідний сигнал має частоту = 20000 Гц і він змінюється по синусоїдальному закону :

. (1.1)

За час затримки = 550 нс величина вхідного сигналу зростає від нуля до 50 мв.
Підкреслю, що сигнал по ланцюгу зворотнього зв`язку ще не встигає повернутися з виходу ПЗЧ.
У вхідному диференціальному каскаді сигнал посилюється в 20.. .40 разів - до величини 1.2 В і приходить на вхід емітерного повторювача. Для нього сигнал величиною 1...2 В не є великим, тому можна вважати, що повторювач не додає спотворення в сигнал.
Далі сигнал поступає на вхід однотактного (для переважної більшості схем ПЗЧ) підсилювача напруги, який забезпечує основне посилення сигналу в ПЗЧ. Його посилення лежить в межах від 200 до 500.
Ясно, що при вхідному сигналі в 1 ...2 В на виході транзисторного каскаду ми ніколи не отримаємо сигнал величиною 500…1000 В, як витікає з розрахунків.
Отже, в цьому каскаді корисний сигнал буде спотворений “найстрашнішим” чином, і ці спотворення нічим не будуть скомпенсовані.
Потім сигнал прийде на вхід двотактного підсилювача струму. Тут він додатково спотвориться, і лише потім дійде до навантаження, а по ланцюгу ОЗ повернеться на вхід ПЗЧ. Але, оскільки вихідний сигнал буде сильним чином спотворений, він вже не буде синусоїдальним. Тому говорити про його протифазність по відношенню до вхідного не можна.
Більш того, частина гармонік вихідного сигналу співпаде по фазі з вхідним, що свідчитиме про те, що зворотній зв’язок став позитивним, і на цих частотах можлива поява паразитної генерації.
На вході ПЗЧ відбудеться складання вхідного сигналу і ослабленого ланцюгом зворотнього зв’язку, сильно спотвореного вихідного.
Весь цей “коктейль” потім знову посилиться і спотвориться ще більше, і так далі. Що буде у результаті - не знає ніхто.
Ясно, що такий лінійний підхід не описує реальну картину.
Спробуємо чисельно оцінити, який вхідний сигнал є “сильним” для біполярного транзистора, який - “слабким”.
Залежність між вхідним параметром - напругою база-емітер Uбе і вихідним - струмом колектора Iк - має вигляд:

(1.2)

де при кімнатній температурі - так званий термічний потенціал.
Згадуючи властивості експоненти:

(1.3)


яка розкладається в ряд, що сходиться по х, тобто:

(1.4)

легко бачити, що для біполярних транзисторів слабким є такий сигнал, коли х«1.

Іншими словами, повинна виконуватися умова:

(1.5)

Це означає, що величина сигналу не повинна перевищувати 1...2 мв.
Цікаво відзначити, що для сигналу величиною 5 мв (х=0,2), коли ехр(0,2)=1,22, коефіцієнт гармонік складає близько 11%.
У разі сигналу величиною 50 мв (х2), ехр(2)=7,39, і приблизно коефіцієнт гармонік в цьому випадку можна оцінити в 70%.
Якщо ж величина сигналу 1 В (х40), то ехр(40)=5,05 10^16, і в цьому випадку серед спотворень корисний сигнал на виході практично не виявиться (він на 16 порядків слабкіше за рівень перешкод).
Тому вважати біполярний транзистор лінійним елементом можна тільки для вхідних сигналів, що не перевищують 5 мв.
У реальні транзисторні підсилювачи завжди вводиться так звана корекція АЧХ, тобто примусове зменшення посилення на вищих частотах.
Це зменшує перевантаження як вхідного диференціального, так і однотактного підсилювачів напруги. В цьому випадку на низьких частотах різниця між значенням вхідної напруги в сталому режимі і що запізнюється по ланцюгу ОС не така значна.
Наприклад, якщо =1000 Гц, то за 550 нс вхідний сигнал виросте до 2,4 мв (замість 50 мв при 20000 Гц), що не приведе до дуже вже значного зростання відсотка спотворень. Але навіть на частоті 1000 Гц є передумови для утворення так званих динамічних спотворень (перевищення в 2,4 разу рівня сигналу в сталому режимі).
Ті ПЗЧ, схеми яких копіюють внутрішню архітектуру операційних підсилювачів, гарантовано працюють без динамічних спотворень
тільки на частотах, що не перевищують 100...200 Гц.
З вищенаведеного чисельного аналізу видно, що біполярний транзистор є істотно нелінійним підсилювальним елементом.
Його нелінійність виявляється вже при рівнях підсилюваного сигналу в 10...15 мВ.
Оскільки в аудіопідсилювачах рівні сигналу досягають значень в десятки вольт, біполярні транзистори починають працювати практично в ключовому режимі.
В цьому випадку першорядну роль починають грати процеси, які виникають під час переходу транзисторів з повністю закритого в повністю відкритий стан і назад. Чисельний розрахунок перехідних процесів дуже складний навіть в першому наближенні, і його ніхто не робить для підсилювачів звукових частот. Тому перехідні характеристики різних ПЗЧ дуже різняться між собою, і все залежить від випадкових чинників.
Ймовірно, цим можна пояснити той реально спостережуваний факт, що схожі за схемами і формально близькі за параметрами транзисторні аудіопідсилювачи значно розрізняються за якістю звучання при прослуховуванні різних музичних програм.
Появу динамічних спотворень схематично можна описати так - реальний музичний сигнал є випадковим сигналом з непередбачуваними амплітудою, частотою і фазою.
Зазвичай його представляють у вигляді суми низькочастотної, середньочастотної і високочастотної складових, причому амплітуда низькочастотної складової - найбільша, середньочастотної - зазвичай менше, а високочастотної - найменша зі всіх величина.
Відповідно сигнал негативного зв’язку теж матиме три складові.
Запізнювання сигналу негативного зв’язку на низьких і середніх частотах майже не впливає на зрушення по фазі сигналу, який для цих складових буде строго протифазною до підсилюваного сигналу.
Отже, коефіцієнт гармонік на цих частотах достатньо малий, а неминуче запізнення високочастотних складових грає роль невеликої добавки, практично не погіршуючої загальної картини.
Така ситуація виникає, наприклад, при передачі голосу диктора на тлі повільної музики.
Якість звучання підсилювача в цьому випадку сприймається як високе.
Але якщо потужний низькочастотний сигнал пропадає, і замість нього йде техноелектронна музика з великим рівнем високочастотних складових, той же підсилювач вже здається виключно поганим. Саме непередбачуваний характер музики визначає - добре, погано або дуже погано працює підсилювач.
Безумовно, оскільки тривалість перехідних процесів вимірюється в одиницях мікросекунд, стрілочні прилади не зафіксують яких-небудь спотворень сигналу за такий короткий проміжок часу, а на екрані осцилографа ці 100% спотворення реєструватимуться як невеликі по тривалості “розмитості” основної низькочастотної кривої і можуть бути просто не відмічені, особливо якщо підсилюваний сигнал - не синусоїда від звукового генератора, а випадковий музичний сигнал.
Тому можна сказати, що динамічні спотворення - це короткочасні (довжиною в одиниці або десятки мікросекунд) 100% спотворення, що з`являються по випадковому закону залежно від характеру звукового сигналу.
При великому рівні високочастотних складових їх рівень різко зростає.
Тепер легко відповісти на питання - чому ці динамічні спотворення були відсутні в лампових ПЗЧ.
Для ламп рівень “сильного” сигналу починається з 2...3 В, що в сотні разів більше, ніж для біполярних транзисторів (для потужних вихідних ламп рівень сильного сигналу взагалі починається з 20.. .30 В).
Анодно-сіткові характеристики ламп досить точно описуються поліномами 5-го або 6-го ступеня, а це означає, що поява 7-ої, 8-ої і вищих гармонік виключено.
Для біполярних транзисторів з їх експоненціальною характеристикою виходить інша картина - чим вище рівень сигналу, тим більше високочастотні гармоніки з`являються в його спектрі, що і спостерігається на практиці. На виході транзисторних ПЗЧ упевнено реєструються гармоніки корисного сигналу з номерами до 12…15 та далі.
В лампових аудіопідсилювачах ланцюг глибокого НЗЗ ніколи не охоплює 5 або більше каскадів, а максимум два, через те, що в них застосовуються розділові конденсатори для гальванічної розв`язки між каскадами, які викликають великі фазові зрушення.
Для лампових ПЗЧ глибина негативного зв’язку не перевищує 20 дБ, а для транзисторних аудіопідсилювачів, в яких застосовується гальванічний зв`язок між каскадами, негативний зв’язок глибиною 60...70 дБ – є звичайним.
У результаті, запізнення сигналу негативного зв’язку щодо відповідного йому корисного сигналу в лампових ПЗЧ у багато разів менше, ніж в схемах на біполярних транзисторах.
Менша глибина негативного зв’язку призводить до того, що рівні сигналу на вході підсилювача в сталому режимі і під час вступу сильного високочастотного сигналу відрізняються всього в 5…10 разів та і самі лампи мають вищий рівень порогу, вище за який починається неприпустиме спотворення корисного сигналу.
Більш того, можна сказати, що в лампових підсилювачах реалізована оптимальна побудова схеми - в єдиному вихідному каскаді відбувається основне посилення сигналу від рівнів близько 5...20 В до декількох сотень вольт.
У попередніх каскадах рівень сигналу - близько 1...2 В.
При такому рівні нелінійність анодно-сіткових характеристик майже не позначається.
У ПЗЧ на біполярних транзисторах сигнал, що має рівень одиниць і десятків вольт, проходить через три-чотири транзистора.
У лампових підсилювачах сигнал великого (для ламп) рівня з`являється тільки в кінці шляху до навантаження.
І той факт, що схеми на біполярних транзисторах мають іншу архітектуру, ніж лампові, говорить про те, що біполярні транзистори як підсилювальні елементи для ПЗЧ мало підходять.Схеми транзисторних аудіопідсилювачів в переважній більшості копіюють архітектуру операційних підсилювачів, які свого часу застосовувалися в аналогових ЕОМ на зорі їх розвитку (40…50 років тому).
Але операційні підсилювачі в “стародавніх” аналогових ЕОМ виконували іншу роль, ніж аудіопідсилювачі зараз.
Тому архітектура схем підсилювачів звуку повинна кардинально відрізнятися від архітектури ОП. Безумовно, великі перспективи відкриваються перед ПЗЧ на польових транзисторах, але навряд чи вони зможуть конкурувати з лампами.
Виходячи з вище сказаного саме аудіопідсилювачі на електронних лампах можуть найліпшим шляхом «транспортувати» аудіосигнал до слухача.
Тому при виборі між транзисторами та електронними лампами зупинемося на останніх.

блин, формулы не прошли
но в целом будет понятно.
букав много, язык украинский....но кому интересно прочитает....

Вряд ли, Виталий, узкопрофессиональная дискуссия будет интересна большинству читателей форума. И если уж ее затевать, то наверно желательно приводить свои соображения более кратко (не всякая птица долетит до середины Днепра).

Ну, если я сюда заглянул, то скажу - некоторое недоумение вызывает пост №9, и вот почему:
Что это за параметр – «восприимчивость выходного каскада к обратному отклику динамиков»? Чем не подходит параметр – выходное сопротивление?
Если учесть, что в качественной звуковой технике не используется чистый класс «В» в выходных каскадах, то упоминание о пороговом напряжении усилительного элемента выглядит несколько притянутым за уши. Тем более что вполне достаточна номенклатура низкопороговых MOSFET (1.5 – 2 вольта), что уже сравнимо с пороговым напряжением биполярных транзисторов включенных по схеме Дарлингтона. Да и какой-то прямой связи между величиной порогового напряжения MOSFET и крутизной нет.
Вопрос искажений вносимых двухтактным каскадом, работающим в классе «АВ», почему-то опять привязывается к пороговому напряжению. Хотя здесь, ключевым моментом, является крутизна усилительного элемента и ее зависимость от тока эмиттера (истока).

Что бы несколько оживить беседу и возбудить Виталия , выскажу свое мнение о построении усилителей мощности для ЗВУКА –
1. Усилитель должен работать в классе «А»
1. Предпочтительны однотактные и несимметричные структуры.

С уважением.

года три искал свой дипломный проект....вот нашел вступление, правда это "черновой" не окончательный вариант...
мож кому интересно. за эти пять лет много изменилось, но прочитать было интересно.


1 Вступ

Історія, як відомо, розвивається по спіралі. Зайвим тому підтвердженням є нинішнє положення в HI-END аудіотехніці - на рубежі нового тисячоліття разом із стільниковими телефонами, цифровими фотокамерами і домашніми театрами знов особливо модні рарітетнi лампові підсилювачі і аналогові програвачі вінілових грамплатівок.
Гортаючи свіжі аудиофільско-меломанські журнали, переконуєшся, що колесо історії гойднулося різко убік від цифрових CD, МD, M-DAT, а радіолюбителі із стажем виявляють дивовижну схожість сьогоднішніх аудіо журналів з журналами 60-х, коли навіть перші транзисторні ПЗЧ і компакт кассети були в чудасію.
Прихильники лампових підсилювачів указують в першу чергу на їх суб`єктивно визначувані якості: особлива чуйність, співучість звучання, «музичність» (останнє слово доводиться узяти в лапки, оскільки не завжди зрозуміло, що саме під ним розуміється).
Доводи супротивників, навпаки, грунтуються на об`єктивних даних. Це, як правило, невисока потужність, обмежений (як знизу, так і зверху) частотний діапазон і відносно високий рівень вимірюваних спотворень.
Можна, звичайно, заперечити, що фірма «WAVAC» випустила однотактний підсилювач на 100 Вт, що частотний діапазон підсилювача «Ml2» фірми «LAMM Industries» складає 3-80000 Гц без НЗЗ, але, боюся, ці аргументи можуть здатися непереконливими, якщо пригадати, якою ціною (30-35 тис. доларів) це все досягнуто.
Сучасні лампові підсилювачі дуже відрізняються від своїх попередників початку минулого сторіччя: вихідні трансформатори 20 – 40 сантиметрів в квадраті, конденсатори фільтрів – тисячі мікрофарад, провідники зі срібла та безкисневої міді, середня вага 30 – 60 кілограмів.
Лише зовсім нещодавно рівень необхідних комплектуючих (резистори, конденсатори, трансформатори, провідники) досягли того рівня, щоб в повній мірі розкрити звуковий потенціал електронних ламп, які були розроблені 50 – 80 років тому.
Прикладом тому є культовий в аудіофільских колах тріод 300В, який був розроблений американською фірмою «Western Electric» у 1936 році.
300В – вже 70 років називають найбільш лінійним підсилювальним елементом, і навряд чи біполярні або польові транзистори коли - небудь зможуть конкурувати з ним.
Принциповою відмінністю хорошого лампового підсилювача від транзисторного є відсутність в ньому зворотнього зв`язку, який не найкращим чином позначається на звуці. У транзисторному підсилювачі не обійтися без НЗЗ, оскільки для того, щоб забезпечити навіть скромні значення нелінійних спотворень і прийнятний вихідний опір, підсилювач на транзисторах повинен як мінімум мати глибокі місцеві НЗЗ. Кожен транзистор і підсилювач в цілому охоплені зворотнім зв’язком. Кожен біполярний (або польовий) транзистор має послідовну НЗЗ по струму, яка утворюється в результаті падіння частини сигналу на внутрішньому опорі емітера (витоку) транзистора.
Фахівцям добре відомо, що ефективних засобів для зменшення нелінійних спотворень вищих порядків немає. Застосування негативного зворотнього зв’язку погіршує положення, оскільки з його допомогою спотворення нижчих порядків перетворюються в спотворення вищих порядків. Відсутність ясності і чистоти баса - це те, що у результаті має власник підсилювача (неважливо, лампового або транзисторного), вихідний опір якого імітується за допомогою НЗЗ.
Присутність у музичному сигналі навіть невеликих по величині продуктів інтермодуляції вищих порядків викликає у слухача відчуття "металевоcті", жорсткості, шорсткості, замутненності звучання, найчастіше таке звучання називають просто ненатуральним - все це властиво транзисторним підсилювачам.
На інтуїтивному рівні можна віддати перевагу лампі, як вакуумному провіднику, перед транзистором, що має кристалічну структуру. Проте, окрім малопереконливих результатів прослуховування, даних, що транзистор при правильному його використанні звучить гірше, ніж лампа, немає. В той же час серед розробників "хай-ендових" підсилювачів поступово сформувалася думка, що справа зовсім не в транзисторах, а в НЗЗ, без якого не обходиться жоден підсилювач на транзисторах.
Стало ясно: негативний зворотний зв`язок руйнує музичний сигнал. Пояснення це прийшло, коли з`ясувалося, що в петлі НЗЗ циркулюють копії сигналу, що запізнюються. Причиною утворення цих копій стали складні фізичні явища в провідниках і інших використовуваних в підсилювачі елементах. Як це не парадоксально, шкода від НЗЗ в підсилювачах виявилася більшою, ніж застосування в них такого анахронізму, як вихідний трансформатор.
Головне, що відрізняє ламповий підсилювач, - це вихідний трансформатор, який служить для перетворення низького опору гучномовця в оптимальний опір навантаження вихідних ламп.
У транзисторному підсилювачі оптимальне узгодження можливе без застосування трансформатора. Без трансформатора в ламповому підсилювачі важко обійтися хоч би тому, що з його допомогою забезпечується симетрична робота вихідного каскаду в режимі "тягни - штовхай" (push-pull).
У транзисторному підсилювачі цей режим може бути досягнутий включенням послідовно транзисторів різного типу провідності. Лампу з протилежним типом провідності, на жаль, поки не винайшли.
Непрямим підтвердженням цього можна вважати поступове зникнення з аудіоринку складних лампових підсилювачів типу "OTL" (з безтрансформаторним виходом) за ціною від 4 до 10 тисяч доларів і одночасної появи на ньому простеньких підсилювачів на тріодах з трансформаторним виходом за ціною більше 200 тисяч доларів.
Даний дипломний проект присвячено розробці аудіо підсилювача з низьким рівнем нелінійних спотворень, який було виконано на електронних лампах.
Був проведений детальний порівняльний аналіз роботи електронних ламп та біполярних транзисторів в аудіопідсилювачах та вплив негативного зворотнього зв’язку на роботу підсилювальних елементів вцілому.

Надеюсь диплом получил отличную оценку? +1

Спасибо!
Очень познавательно

То есть, микрополосковые линии на ситалле и поликоре ты не исследовал... :`(

очень интересно

ну паросто очнеь и очнеь блорн

(11-11-2010 21:28)prowizor link писал(а):Спасибо! Познавательно и доступно изложено.
+1 к репутации.
Из диплома - \"перспективи відкриваються перед ПЗЧ на польових транзисторах\". Правильно ли я понял, что еще копать и копать в этом направлении?

если рассматривать полевые транзисторы в плане выходного каскада, то имеем 2 варианта

1) силовые ХЕКС ФЕТЫ - основная фирма производитель это Интернешинал Ректифаер, наиболее применяемая спарка ИРФП240\9140
данные транзисторы имеют вертикальную структуру пн перехода, напряжение открывания около 3-3.5 В
если судить чисто из физических особенностей, то по сравнению с биполярными (например аудио серия от Тошиба 2СК5200 и тп) которые имеют напр откр 0.6 В они менее восприимчивы к обратному отклику динамиков, те даже в классе АВ имеют крайне низкие искажения при переходе через "НОЛЬ", то бишь "ступенька"
Но есть и недостаток, к сожелению максимальная "зеркальность" х-тик достигается в работе в классе "А"

2) аудио латерал МОС ФЕТ - в основном это спарки от Тошибы серии 2СК200\201
замечательные транзисторы! имеют прекрасную комплементарность и малую входную динамическую емкость, но низкий порог открывания 1,2В и малую крутизну х-тик - без ООС такой каскад, например в гибридном УМЗЧ будет иметь вых сопротивление порядка 2 - 2,5Ом, что приводит к низкому демпинг фактору.

Подитожив, можно принципиально прийти к выводу, что все же в чисто транзисторных УМЗЧ более когерентно применение биполяров и латерал МОС ФЕТ, а в вариантах гибридных и транзисторных усилителей без ООС - вертикальных ХЕКС ФЕТОВ, но не 240\9140, а более низковольтных и комплементарных 140\9140.
это мое сугубо личное мнение.

(11-11-2010 22:14)toyo link писал(а):Надеюсь диплом получил отличную оценку? +1

и премию за лучшую и инноваторскую студенческую работу.

(12-11-2010 00:26)OZ link писал(а):То есть, микрополосковые линии на ситалле и поликоре ты не исследовал... :`(

Олег, второй диплом был по теме "Основные методики передачи аудисигнала. Компиляция теоретических ламповых и транзисторных подходов при разработке сверхлинейных УМЗЧ без ООС"
ну как то как...просто пошабашил винчестер и с ним все на свете...то, что я выложил взял у своего зам кафедры, с которым намедни баловались виски

(12-11-2010 22:36)Eugene. link писал(а):Вряд ли, Виталий, узкопрофессиональная дискуссия будет интересна большинству читателей форума. И если уж ее затевать, то наверно желательно приводить свои соображения более кратко (не всякая птица долетит до середины Днепра).

Ну, если я сюда заглянул, то скажу - некоторое недоумение вызывает пост №9, и вот почему:
Что это за параметр – «восприимчивость выходного каскада к обратному отклику динамиков»? Чем не подходит параметр – выходное сопротивление?

это не параметр -это свойство вых каскадов.

нагрузка УМ - в основном носит индуктивный х-тер, любое изменение тока (+-) приводит к возникновению ЭДС самоиндукции. Рассмотрим каскад в АВ классе. пока оба вых тарнзистора открыты - эмитерный повторитель имеет +- линейное вых сопротивление и противодействует ЭДС самоиндукции. как известно при достижении отределенного напряжения отс (вот об этом я и говорил ) одно из плеч закрывается и переходит в режим В.
пусть у нас будет на выходе положительная часть сигнала. в момент кратковременного спада (на базе\затворе верхнего транзистора напр уменьшается) - ЭДС СИ будет препятствовать этому спаду (те на эмитере напряжение будет кратковременно нарастать) , что приведет к отсечке вехнего плеча двухтактного повторителя и полному раздемфированию головки громкоговорителя. Поскольку пограничное напряжение отсечки нижнего плеча мало, то в такие моменты будет иметь место его постоянное включение=выключение, чем собственно и бьясняестся прирост искажений высшего порядка при работе на реальную нагрузку. при этом ФЕТЫ в выиграше. аналогично и вых каскады работающие в режиме генератора тока (с общим эмиттером) - менее подвержены ЭДС самоиндукции. Ну очень мне нравиться каскад Шиклаии построенный по типу ФЕТ + БТ

(12-11-2010 22:36)Eugene. link писал(а):Если учесть, что в качественной звуковой технике не используется чистый класс «В» в выходных каскадах, то упоминание о пороговом напряжении усилительного элемента выглядит несколько притянутым за уши. Тем более что вполне достаточна номенклатура низкопороговых MOSFET (1.5 – 2 вольта), что уже сравнимо с пороговым напряжением биполярных транзисторов включенных по схеме Дарлингтона. Да и какой-то прямой связи между величиной порогового напряжения MOSFET и крутизной нет.
Вопрос искажений вносимых двухтактным каскадом, работающим в классе «АВ», почему-то опять привязывается к пороговому напряжению. Хотя здесь, ключевым моментом, является крутизна усилительного элемента и ее зависимость от тока эмиттера (истока).

я выше делально обьяснил как порог открывания завязан с работой на реальную нагрузку и чем это чревато.

(12-11-2010 22:36)Eugene. link писал(а):Что бы несколько оживить беседу и возбудить Виталия , выскажу свое мнение о построении усилителей мощности для ЗВУКА –
1. Усилитель должен работать в классе «А»
1. Предпочтительны однотактные и несимметричные структуры.

С уважением.

Не стоит, я и так возбужден

1) конечно в классе А - я только за!
2) Согласен! но только смотря для чего предпочтительны.
я считаю (если быть точным - и не только я ), что при передаче аудисигнала, как минимум не должны проходить 2 процесса
1) клонирование сигнала (неприемлимы любые способы - расписывать не буду)
2) суммирование сигнала (неприемлимы любые дифф сумматоры, кроме вых трансов - от них никуда :`(...или куда )

Начнем с головы - с цапа.
например ПЦМ 63 - без вопросов однотактный тракт!
и\у + рег громкости + двухкаскадный (трех) СЕ УМЗЧ.
но если копнем дальше , например современные мультибитные AD1853\1955 Stereo, 24 Bit, 192 kHz, Multibit Sigma-Delta DAC, которые УЖЕ имеют дифференциальные токовые выходы (идеальный симметричный сигнал, который в принципе не сможет дать любой метод клонирования) и добавил еще одно условие - вых можность от 50-80Вт (для АС с чуйкой 87-89дБ) - то бишь УМЗЧ по всей вероятности будет двухтакным (пара однотактов на 80Вт будет отапливать микрорайон).
исходя из приведенных выше условий - мы неумолимо приходим к, как его прозвали - фул балансному тракту.
В данный момент мы не рассматриваем, не влияние кабелей, не вибровлияния, не внешние электромагнитные поля, которые при схемотехнике предложенной вами - имеют ОГРОМНОЕ значени, в этом все убедились, а вот при топологии предложенной мной - естественно полностью глаза закрыть нельзя, но благодаря свойствам применяемых каскадов - любые внешние влияния ослабевают в разы.

Я могбы сослаться еще на работы близких мне по духу инженеров
Нельсона Пасса http://www.passlabs.com/ и Ральфа Карлстена http://www.atma-sphere.com/products/index.html
я пришел к одним выводам - Вы к другим и это замечательно!
разнообразие - есть одна из несметных граней, которая делает нашу жизнь интереснее

сразу прошу прощение у Евгения и форумчан за орфографические и пунктуационные ошибки - голова забита активными кроссоверами для полосового усиления...просто сложно сразу перестроится и четко излагать свои мысли по другому вопросу

dateline= писал(а):Тому при виборі між транзисторами та електронними лампами зупинемося на останніх.

а эта фраза подразумевает продолжение? или це все, фолкс?

Да, возбуждены.
Если Вы хорошо подумаете, а еще лучше – смоделируете работу двухтактного повторителя в классе «АВ» на нагрузку индуктивного характера при импульсном сигнале, то увидите, что ни при каких условиях ток через оба транзистора стойки не становится равным нулю. Как раз наоборот, ЭДС самоиндукции приводит к поддержанию ранее открытого транзистора в проводящем состоянии. Противоположное плечо при этом, естественно, может быть в отсечке, пока ток открытого плеча не сравняется с током покоя, с этого момента уже открыты оба транзистора. При периодическом воздействии - это и есть фазовый сдвиг, который дает реактивность.
Как это ни удивительно, но Вы не хотите учитывать, что каскад работает в режиме «АВ», и его пороговое напряжение равно нулю. Оба транзистора, принципиально, не могут быть закрыты, всегда существует момент, когда они открыты оба. И еще не надо забывать, что управляющий сигнал может быть приложен и относительно выхода.

С уважением.

(13-11-2010 03:24)Eugene. link писал(а):Да, возбуждены.
Если Вы хорошо подумаете, а еще лучше – смоделируете работу двухтактного повторителя в классе «АВ» на нагрузку индуктивного характера при импульсном сигнале, то увидите, что ни при каких условиях ток через оба транзистора стойки не становится равным нулю.

естественно

(13-11-2010 03:24)Eugene. link писал(а):Как раз наоборот, ЭДС самоиндукции приводит к поддержанию ранее открытого транзистора в проводящем состоянии. Противоположное плечо при этом, естественно, может быть в отсечке, пока ток открытого плеча не сравняется с током покоя, с этого момента уже открыты оба транзистора. При периодическом воздействии - это и есть фазовый сдвиг, который дает реактивность.

все верно. я детально описал процессы при этом проходящие.
подобные вещи исследовал Дуглас Селф (помните класс ХД ) и Дорофеев...статья помоему была в Радио за 1991 год.

(13-11-2010 03:24)Eugene. link писал(а):Как это ни удивительно, но Вы не хотите учитывать, что каскад работает в режиме «АВ», и его пороговое напряжение равно нулю. Оба транзистора, принципиально, не могут быть закрыты, всегда существует момент, когда они открыты оба. И еще не надо забывать, что управляющий сигнал может быть приложен и относительно выхода.

С уважением.

учитываю. Я об этом и написал, что рассматриваем каскад в АВ классе.

все таки если зайти немного с другой стороны и исследовать коммутационные искажения, которые возникают каскадах транзисторах, работающих в режиме АВ с отсечкой тока. В этом режиме транзистор,переходит из открытого состояния в закрытое, и наоборот. Когда он открыт, на его базе, вследствие инжекции в нее неосновных носителей из эмиттера, накапливается заряд, величина которого определяется ее диффузионной емкостью и зависит от температуры, коллекторного тока и граничной частоты усиления транзистора. Чтобы транзистор закрылся, диффузионная емкость должна разрядиться через подключенные к базе внешние цени, а это возможно только в том случае, если время запирания эмиттерного перехода больше времени разряда. Если же оно его не превышает, то создаются условия для возникновения неуправляемого базового тока и, как следствие этого, появления на выходе каскада импульсов, увеличивающих содержание гармоник высшего порядка в спектре усиливаемого сигнала. В двухтактном каскаде в течение одного периода такие условия создаются дважды. Причем с ростом частоты скважность импульсов уменьшается, а следовательно, вклад, вносимый ими в искажения, увеличивается.(с)

(13-11-2010 01:43)Nikitis link писал(а):

Цитата:Тому при виборі між транзисторами та електронними лампами зупинемося на останніх.

а эта фраза подразумевает продолжение? или це все, фолкс?

да. там было продолжение.

Виталий, Вы же инженер, не надо все валить в одну кучу. Ни кто и не отрицает наличие коммутационных искажений в каскадах в классе «АВ», или «В», и список появляющихся при коммутации транзистора искажений можно значительно расширить.
Можно говорить и о влиянии реактивности нагрузки на длительность коммутационного процесса (этот вопрос очень подробно рассматривается при анализе коммутационных процессов в ключевых источниках).
Но:
Разговор шел о привязке этих искажений к величине порогового напряжения транзистора (а не заряда). Я такой прямой зависимости не усматриваю (собственно говоря, я это услышал от Вас в первый раз), поэтому и спросил.

С уважением.