1. ПОРІВНЯЛЬНИЙ АНАЛІЗ СХЕМОТЕХНІЧНИХ РІШЕНЬ ТРАНЗИСТОРНИХ ТА ЛАМПОВИХ ПІДСИЛЮВАЧІВ


1.1 Реально необхідна потужність та коефіцієнт гармонік
аудіопідсилювача.

Для початку спробуємо відповісти на питання, актуальні для більшості любителів музики: яка потужність підсилювача реально необхідна для прослуховування в домашніх умовах і який прийнятний рівень нелінійних спотворень?
Здається, було б природним сказати, що, мов, потужності чим більше, тим краще, а спотворень, зрозуміло, навпаки. На жаль, в житті все не так просто. Висока потужність досягається перекладом вихідного каскаду в клас АВ, що викликає неминуче зростання спотворень всіх видів, а помітного, починаючи з декількох відсотків, зменшення цих спотворень можна добитися, тільки удавшись до глибокого негативного зворотного зв`язку, про який буде написано нижче.
Треба сказати лише одне - якість звучання з його допомогою підвищити не вдасться, можна лише замінити одні спотворення іншими.
Банальний приклад: 0.003% гармонік при 100 Вт потужності - цифри, типові навіть для щодо дешевого транзисторного підсилювача. Так з чим же пов`язане бідне, навіть убоге, позбавлене всякої емоційності звучання більшості таких підсилювачів?!
За все в цьому світі доводиться платити, і в рамках однієї цінової категорії вам неминуче доведеться вибирати між потужністю і якістю.
Але все не так вже безнадійно. На питання про необхідну потужність переконливо відповів А. М. Ліхніцький в своїй статті "Потужність" [1]. Згідно його висновкам, акустична система чутливістю 90 дБ в парі з підсилювачем потужністю 10 Вт здатна в кімнаті площею 20 метрів квадратних створити звуковий тиск, необхідний для повноцінної передачі forte fortissimo симфонічного оркестру.
Тепер поговоримо про рівень нелінійних спотворень. Нам доведеться звернутися до деяких висновків психоакустики, що затверджує, зокрема, що на слух помітність нелінійних спотворень для гармонік різного порядку неоднакова.
Більшість дослідників сходяться на тому, що 1% другої гармоніки не відмітять навіть професійні експерти, а основна маса випробовуваних виявляє її приблизно з 1,8-3,5%.
На жаль, не зовсім так йде справа з гармоніками вищого порядку.
Згідно з емпіричним спостереженням, помітність на слух якої - небудь гармоніки прямо пропорційна квадрату її номера. Виходячи з цього, 0,1%, скажімо, десятої гармоніки і 2.5% другою викличуть сумарне (хоч і по- різному виявляються) погіршення якості звучання. Більш того, одні гармоніки можуть маскувати присутність інших, так, зокрема, третя гармоніка стає менш помітною за наявності другої.
Спектральне поєднання плавно спадаючих по рівню гармонік (друга найбільша, третя менше, четверта ще менше і т. д.), є для нашого слуху найбільш благозвучним.
Відзначимо тільки, що відомості, що приводяться в паспорті про сукупний рівень нелінійних спотворень без вказівки спектру цих спотворень, зовсім нічого (!) не говорять про якість звучання.




1.2 Феномен «транзисторного звуку», затримка сигналу при
проходженні ланки з негативним зворотнім зв’язком.

Щойно в потужних ПЗЧ стали широко застосовуватися біполярні транзистори, відразу ж став виявлятися “феномен транзисторного звучання”, який в першому наближенні полягає в тому, що транзисторний ПЗЧ, коефіцієнт нелінійних спотворень, що формально має, біля сотих або навіть тисячних долей відсотка, при прослуховуванні звучить набагато гірше, ніж ламповий ПЗЧ, у якого коефіцієнт нелінійних спотворень в десятки або в сотні разів більше (1%...2%).
В жодній з багатьох публікацій з проблеми «транзисторного звуку» не розглядалося і не враховувалося належним чином неминуче і принципово не здоланне запізнювання за часом підсилюваного сигналу при проходженні підсилювальних елементів. Під цим запізненням розуміється різниця за часом між моментом приходу корисного сигналу на вхідний електрод транзистора і моментом появи його посиленої копії на вихідному електроді. Іншими словами, підсилювальний каскад в деякому розумінні є схожим з лінією затримки для підсилюваного сигналу.
Для потужних високочастотних транзисторів це запізнення можна оцінити приблизно в 40...50 нс, для средньочастотних потужних транзисторів - 200...400 нс.
У довідниках, на жаль, цей параметр для режиму посилення не приводиться.
На доказ факту першорядного впливу часу запізнювання на появу «транзисторного звуку» проведемо кількісний аналіз для ПЗЧ, що має стандартну внутрішню архітектуру: на вході - диференціальний каскад з коефіцієнтом посилення по напрузі близько 20. ..50, потім - емітерний повторювач і однотактний підсилювач напруги з коефіцієнтом посилення близько 200.. .400.
На виході – двох або трьохкаскадний двотактний підсилювач струму. Приблизно така архітектура характерна для більшості ОП і ПЗЧ у вигляді однієї мікросхеми, як, наприклад, в серії 174.
Так от, величину запізнювання можна оцінити з тих міркувань, що оскільки підсилюваний сигнал проходить 4...8 транзисторів (з них як мінімум 2 вихідних средньочастотних великої потужності із затримкою близько 200 нс на кожному), це дає сумарну затримку близько 400 нс.
Перед вихідними ще три-чотири середньої потужності високочастотних транзистора дають затримку близько 150 нс. Загальний час затримки виходить мінімум 550 нс.
Додавання в схему каскодних підсилювачів, струмових дзеркал і тому подібних речей тільки збільшує час запізнення за рахунок проходження підсилюваного сигналу по додаткових транзисторах.
На вхід стандартного аудіо підсилювача треба подати сигнал величиною близько 1 В.
На виході сигнал має величину близько 20 В, що на навантажені в 8 Ом дає 50 Вт вихідної потужності. Якщо глибина негативного зворотнього зв`язку такого ПЗЧ - 60 дБ (1000 разів), це означає, що його загальний коефіцієнт посилення - 20000. На його вході діє як корисний сигнал величиною 1 В, так і сигнал зворотного зв`язку величиною -0,999 В.
У результаті, на вході ПЗЧ діє результуючий сигнал величиною 0,001 В, який і посилюється в 20000 разів - до 20 В. Тому стверджувати, що зворотний зв`язок зменшує посилення - не зовсім коректно.
Зворотний зв`язок всього лише призводить до того, що на вході підсилювача складаються або віднімаються вхідний сигнал і сигнал зворотного зв`язку.
Це явище називається інтерференцією вхідного сигналу і сигналу з ланцюга негативного зворотнього зв’язку.


Хай вхідний сигнал має частоту = 20000 Гц і він змінюється по синусоїдальному закону :

. (1.1)

За час затримки = 550 нс величина вхідного сигналу зростає від нуля до 50 мв.
Підкреслю, що сигнал по ланцюгу зворотнього зв`язку ще не встигає повернутися з виходу ПЗЧ.
У вхідному диференціальному каскаді сигнал посилюється в 20.. .40 разів - до величини 1.2 В і приходить на вхід емітерного повторювача. Для нього сигнал величиною 1...2 В не є великим, тому можна вважати, що повторювач не додає спотворення в сигнал.
Далі сигнал поступає на вхід однотактного (для переважної більшості схем ПЗЧ) підсилювача напруги, який забезпечує основне посилення сигналу в ПЗЧ. Його посилення лежить в межах від 200 до 500.
Ясно, що при вхідному сигналі в 1 ...2 В на виході транзисторного каскаду ми ніколи не отримаємо сигнал величиною 500…1000 В, як витікає з розрахунків.
Отже, в цьому каскаді корисний сигнал буде спотворений “найстрашнішим” чином, і ці спотворення нічим не будуть скомпенсовані.
Потім сигнал прийде на вхід двотактного підсилювача струму. Тут він додатково спотвориться, і лише потім дійде до навантаження, а по ланцюгу ОЗ повернеться на вхід ПЗЧ. Але, оскільки вихідний сигнал буде сильним чином спотворений, він вже не буде синусоїдальним. Тому говорити про його протифазність по відношенню до вхідного не можна.
Більш того, частина гармонік вихідного сигналу співпаде по фазі з вхідним, що свідчитиме про те, що зворотній зв’язок став позитивним, і на цих частотах можлива поява паразитної генерації.
На вході ПЗЧ відбудеться складання вхідного сигналу і ослабленого ланцюгом зворотнього зв’язку, сильно спотвореного вихідного.
Весь цей “коктейль” потім знову посилиться і спотвориться ще більше, і так далі. Що буде у результаті - не знає ніхто.
Ясно, що такий лінійний підхід не описує реальну картину.
Спробуємо чисельно оцінити, який вхідний сигнал є “сильним” для біполярного транзистора, який - “слабким”.
Залежність між вхідним параметром - напругою база-емітер Uбе і вихідним - струмом колектора Iк - має вигляд:

(1.2)

де при кімнатній температурі - так званий термічний потенціал.
Згадуючи властивості експоненти:

(1.3)


яка розкладається в ряд, що сходиться по х, тобто:

(1.4)

легко бачити, що для біполярних транзисторів слабким є такий сигнал, коли х«1.

Іншими словами, повинна виконуватися умова:

(1.5)

Це означає, що величина сигналу не повинна перевищувати 1...2 мв.
Цікаво відзначити, що для сигналу величиною 5 мв (х=0,2), коли ехр(0,2)=1,22, коефіцієнт гармонік складає близько 11%.
У разі сигналу величиною 50 мв (х2), ехр(2)=7,39, і приблизно коефіцієнт гармонік в цьому випадку можна оцінити в 70%.
Якщо ж величина сигналу 1 В (х40), то ехр(40)=5,05 10^16, і в цьому випадку серед спотворень корисний сигнал на виході практично не виявиться (він на 16 порядків слабкіше за рівень перешкод).
Тому вважати біполярний транзистор лінійним елементом можна тільки для вхідних сигналів, що не перевищують 5 мв.
У реальні транзисторні підсилювачи завжди вводиться так звана корекція АЧХ, тобто примусове зменшення посилення на вищих частотах.
Це зменшує перевантаження як вхідного диференціального, так і однотактного підсилювачів напруги. В цьому випадку на низьких частотах різниця між значенням вхідної напруги в сталому режимі і що запізнюється по ланцюгу ОС не така значна.
Наприклад, якщо =1000 Гц, то за 550 нс вхідний сигнал виросте до 2,4 мв (замість 50 мв при 20000 Гц), що не приведе до дуже вже значного зростання відсотка спотворень. Але навіть на частоті 1000 Гц є передумови для утворення так званих динамічних спотворень (перевищення в 2,4 разу рівня сигналу в сталому режимі).
Ті ПЗЧ, схеми яких копіюють внутрішню архітектуру операційних підсилювачів, гарантовано працюють без динамічних спотворень
тільки на частотах, що не перевищують 100...200 Гц.
З вищенаведеного чисельного аналізу видно, що біполярний транзистор є істотно нелінійним підсилювальним елементом.
Його нелінійність виявляється вже при рівнях підсилюваного сигналу в 10...15 мВ.
Оскільки в аудіопідсилювачах рівні сигналу досягають значень в десятки вольт, біполярні транзистори починають працювати практично в ключовому режимі.
В цьому випадку першорядну роль починають грати процеси, які виникають під час переходу транзисторів з повністю закритого в повністю відкритий стан і назад. Чисельний розрахунок перехідних процесів дуже складний навіть в першому наближенні, і його ніхто не робить для підсилювачів звукових частот. Тому перехідні характеристики різних ПЗЧ дуже різняться між собою, і все залежить від випадкових чинників.
Ймовірно, цим можна пояснити той реально спостережуваний факт, що схожі за схемами і формально близькі за параметрами транзисторні аудіопідсилювачи значно розрізняються за якістю звучання при прослуховуванні різних музичних програм.
Появу динамічних спотворень схематично можна описати так - реальний музичний сигнал є випадковим сигналом з непередбачуваними амплітудою, частотою і фазою.
Зазвичай його представляють у вигляді суми низькочастотної, середньочастотної і високочастотної складових, причому амплітуда низькочастотної складової - найбільша, середньочастотної - зазвичай менше, а високочастотної - найменша зі всіх величина.
Відповідно сигнал негативного зв’язку теж матиме три складові.
Запізнювання сигналу негативного зв’язку на низьких і середніх частотах майже не впливає на зрушення по фазі сигналу, який для цих складових буде строго протифазною до підсилюваного сигналу.
Отже, коефіцієнт гармонік на цих частотах достатньо малий, а неминуче запізнення високочастотних складових грає роль невеликої добавки, практично не погіршуючої загальної картини.
Така ситуація виникає, наприклад, при передачі голосу диктора на тлі повільної музики.
Якість звучання підсилювача в цьому випадку сприймається як високе.
Але якщо потужний низькочастотний сигнал пропадає, і замість нього йде техноелектронна музика з великим рівнем високочастотних складових, той же підсилювач вже здається виключно поганим. Саме непередбачуваний характер музики визначає - добре, погано або дуже погано працює підсилювач.
Безумовно, оскільки тривалість перехідних процесів вимірюється в одиницях мікросекунд, стрілочні прилади не зафіксують яких-небудь спотворень сигналу за такий короткий проміжок часу, а на екрані осцилографа ці 100% спотворення реєструватимуться як невеликі по тривалості “розмитості” основної низькочастотної кривої і можуть бути просто не відмічені, особливо якщо підсилюваний сигнал - не синусоїда від звукового генератора, а випадковий музичний сигнал.
Тому можна сказати, що динамічні спотворення - це короткочасні (довжиною в одиниці або десятки мікросекунд) 100% спотворення, що з`являються по випадковому закону залежно від характеру звукового сигналу.
При великому рівні високочастотних складових їх рівень різко зростає.
Тепер легко відповісти на питання - чому ці динамічні спотворення були відсутні в лампових ПЗЧ.
Для ламп рівень “сильного” сигналу починається з 2...3 В, що в сотні разів більше, ніж для біполярних транзисторів (для потужних вихідних ламп рівень сильного сигналу взагалі починається з 20.. .30 В).
Анодно-сіткові характеристики ламп досить точно описуються поліномами 5-го або 6-го ступеня, а це означає, що поява 7-ої, 8-ої і вищих гармонік виключено.
Для біполярних транзисторів з їх експоненціальною характеристикою виходить інша картина - чим вище рівень сигналу, тим більше високочастотні гармоніки з`являються в його спектрі, що і спостерігається на практиці. На виході транзисторних ПЗЧ упевнено реєструються гармоніки корисного сигналу з номерами до 12…15 та далі.
В лампових аудіопідсилювачах ланцюг глибокого НЗЗ ніколи не охоплює 5 або більше каскадів, а максимум два, через те, що в них застосовуються розділові конденсатори для гальванічної розв`язки між каскадами, які викликають великі фазові зрушення.
Для лампових ПЗЧ глибина негативного зв’язку не перевищує 20 дБ, а для транзисторних аудіопідсилювачів, в яких застосовується гальванічний зв`язок між каскадами, негативний зв’язок глибиною 60...70 дБ – є звичайним.
У результаті, запізнення сигналу негативного зв’язку щодо відповідного йому корисного сигналу в лампових ПЗЧ у багато разів менше, ніж в схемах на біполярних транзисторах.
Менша глибина негативного зв’язку призводить до того, що рівні сигналу на вході підсилювача в сталому режимі і під час вступу сильного високочастотного сигналу відрізняються всього в 5…10 разів та і самі лампи мають вищий рівень порогу, вище за який починається неприпустиме спотворення корисного сигналу.
Більш того, можна сказати, що в лампових підсилювачах реалізована оптимальна побудова схеми - в єдиному вихідному каскаді відбувається основне посилення сигналу від рівнів близько 5...20 В до декількох сотень вольт.
У попередніх каскадах рівень сигналу - близько 1...2 В.
При такому рівні нелінійність анодно-сіткових характеристик майже не позначається.
У ПЗЧ на біполярних транзисторах сигнал, що має рівень одиниць і десятків вольт, проходить через три-чотири транзистора.
У лампових підсилювачах сигнал великого (для ламп) рівня з`являється тільки в кінці шляху до навантаження.
І той факт, що схеми на біполярних транзисторах мають іншу архітектуру, ніж лампові, говорить про те, що біполярні транзистори як підсилювальні елементи для ПЗЧ мало підходять.Схеми транзисторних аудіопідсилювачів в переважній більшості копіюють архітектуру операційних підсилювачів, які свого часу застосовувалися в аналогових ЕОМ на зорі їх розвитку (40…50 років тому).
Але операційні підсилювачі в “стародавніх” аналогових ЕОМ виконували іншу роль, ніж аудіопідсилювачі зараз.
Тому архітектура схем підсилювачів звуку повинна кардинально відрізнятися від архітектури ОП. Безумовно, великі перспективи відкриваються перед ПЗЧ на польових транзисторах, але навряд чи вони зможуть конкурувати з лампами.
Виходячи з вище сказаного саме аудіопідсилювачі на електронних лампах можуть найліпшим шляхом «транспортувати» аудіосигнал до слухача.
Тому при виборі між транзисторами та електронними лампами зупинемося на останніх.